Сигааплфни кучаттириш

P₁=U₁/U₂
ва P₂=U₂/_­U_k (1.18)
Амалда тебраниш контурини юклама занжирида қисман улашнинг қўш авто трансформатор ҳоли кенг тарқалган. У бошқарувчи элемент кириш ва чиқиш қаршиликларини шунтлаш таьсирини камайтирибгина қолмай, энг катта кучайтиришга эришишда бу қаршиликларни бир-бирига созлаш имконини ҳам беради.
1.19-расмда биполяр транзисторни резонанс кучайтиргичли принципиал схемаси кўрсатилган.



1.19-расм. Биполяр транэисторли резонанс кучайтиргичнинг принципиал схемаси.


Унда юклама контури L ни индуктивлик ғалтаги ва С ўзгарувчан конденсатордан ташкил топган. С_ф ва С_р­ конденсаторлар ёрдамчи элементлар бўлиб, уларниг сиғими ўзгарувчан конденсаторли максимал сиғимида етарлича катта қилиб олинади. Шунинг учун тебраниш контурининг резонанс частотаси L ва С контур элементларигина боғлиқ бўлади. С_ф ва С_р конденсаторлар С ўзгарувчан ва конденсаторли қопламаларига ўзгармас кучланиш таъсир этмаслигини таъминлайди.

Y_11­=g₁₁+jC₁₁; Y_12­=g₁₂+jC₁₂
Y_21­=g₂₁+jC₂₁; Y_22­=g₂₂+jC₂₂
Кўпинча юқори частотали кучайтиргичларни ўрганишда транзисторнинг У - параметрларидан фойдаланиш қулай. Умумий эмиттерли уланиш схемасида У₁₁, У₁₂ ва У₂₂ параметрларнинг реактивлиги сиғимга, У₂₁ параметрининг реактивлиги эса, индуктив (манфий сиғим) табиатига эга:
g_11, g_12,g_21,g₂₂ ва C_11,C_22, C_12,C₂ катталикларнинг қийматлари махсус китобларда келтирилган бўлади. Бу ҳолга транзисторнинг 1.20-расмда кўрсатилган П - симон

1.20 - расм. Транзисторнинг П - симон эквивалент схемаси.


эквивалент схемаси мос келади. (Унда ички тескари боғланиш ҳисобга олинмаган). Шунга кўра кучайтиргичнинг тўлиқ эквивалент схемаси 1.21 а)-расм кўринишда бўлади. Ундаги «’» кўрсатгичли кучайтиргични бошқарувчи элементига тегишли катталикни, «”» кўрсаткичи кейинги каскаднинг транзисторига тегишли катталикларни ифодалайди

1.21-расм. Резонанс кучайтиргичнинг эквивалент схемаси:
а) тўлиқ, б) келтирилган, в) соддалаштирилган
(Схемада кучайтиргични коллекторли ва кейинги каскад базасини манба билан таьминлаш занжирларининг элементларини ўтказувчанликлари ҳисобга олинмаган).
Агар Y^&₂₁·U^&_m1 эквивалент ток генератори, транзиторнинг Y^&₂₂ чиқиш ўтказувчанлиги ва кейинги каскад транзисторнинг Y^&₁₁ кириш ўтказувчанлиги, P₁ ва P₂ трансформация коэффицентларини ҳисобга олган ҳолда тебраниш контурини уланиш нуқталарига келтирилса, эквивалент схема 1.21 б) -расмда тасвирланган схема кўринишини олади. Унда g`<sub>22</sub>·P<sup>2</sup><sub>1</sub> ва C`₂₂· P²₁-кучайтиргич бошқарувчи элементининг келтирилган Y^&₂₂·P²₁ чиқиш ўтказувчанлиги ташкил этувчилари бўлса, g``<sub>22</sub>·P<sup>2</sup><sub>1</sub> ва C``₂₂· P²₁ –кейинги каскад бошқарувчи элементининг келтирилган Y^&₁₁·P²₂ кириш ўтказувчанлиги ташкил этувчиларидир. Схемада барча элеменлар параллел уланганлиги учун мос элементни бирлаштириб, схемани янади соддалаштириш мумкин. (1.21 в)-расм):
(1.19)
Ҳосил бўлган схема параллел тебраниш контуридан иборат бўлиб, унинг параметрлари ҳам контурнинг кучайтиргич чиқиш занжири ташқи юклама (кейинги каскадли кириш занжири) параметрлари орқали ифодаланади. Шунинг учун кучайтиргичнинг частотавий характеристикаси тебраниш контурининг резонанс чизиғига ўхшаш бўлади.
Кўчитиргичнинг (U^&_m2 чиқиш кучланиши контурдаги кучланиш тушушнинг Р₂қисмини ташкил қилади: U^&_m2⁼Р₂ U^&_mк; контурнинг кучлаиши эса сон жиҳатидан,
ток генераторининг Y^&₂₁·U^&_m1P₁ электр юритувчи куч контурининг тўлиқ қаршилиги кўпайтмасига тенг, яъни
U^&_к=Y^&₂₁· U^&_m1·P₁·1/Y^&_э
Z^&_э нинг катталиги

ифода орқали аниқланади. Шунга кўра
У_э=G_э(1+jx) (1.20)
- контурнинг умумлашган бузилиши десак, кучайтириш коэффициенти қуйидагича аниқланади:
(1.21)
Резонанс вақтида контурнинг умумлашган бузилиши нолга тенг (Х=0) бўлгани учун (1.21) ифоданинг модули кучайтириш коэффициентининг энг катта қийматини ифодалайди:
(1.22)
Агар кучайтирувчи элемент вазифасини униполяр транзистор бажарса, |У₂₁|=S бўлади. Шунинг учун (1.22) ифода контур тўлиқ уланган ҳолда (Р₁=Р₂=1) жуда содда кўринишга келади:
(1.23)
1.22-расмда кучайтиргичнинг нормаллашган частотавий характеристикаси кўрсатилган (пунктр чизиқ ҳолис олинган тебраниш контурининг резонанс чизиғидир).
Кўп радаотехникавий масалаларни ҳал этишда юқори частотали тебранишларнинг маьлум частота соҳасини кучайтириш талаб қилинади. Бунинг учун ўтказиш соҳаси тўғри тўртбурчак шаклига яқин бўлган кучайтиргич талаб қилинади. Кучайтиргич оптимал бўлиши системасини бажаради. Тебраниш контурлари ўзгармас соҳали кучайтиргич бўлиб, унда юклама вазифасини бажарган тебраниш контурлари кўпинча икки контурли боғланган системасидан фойдаланилади. Контурларнинг уланиш услуби якка контурникига ўхшаш бўлиб, фарқи ҳар бир контурга айрим ҳолдага мустақил занжир уланган бўлади. Кучайтиргичнинг асосий катталиклари системадаги контурларнинг ўзаро қандай боғланганидан, уларнинг юклама занжири ва кучайтирувчи элемент билан қандай улаганидан қатьий назар ҳамма ҳолларда бир хил аниқланади.




1.23-расм. Ўзгармас соҳали кучайтиргичнинг а) умумлашган ва б) эквивалент схемалари.
1.23 а) -расмда иккиламчи контурини кейинги каскад кучайтирувчи элементига параллел уланган кучайтиргичнинг умумлашган схемаси кўрсаталган. Агар кучайтирувчи элемент биполяр транзистор бўлса, кучайтиргичнинг эквивалент схемаси 1.23 б) -расм кўринишида бўлади. Унда кучайтириш коэффициенти учун қуйидаги муносабат ҳосил бўлади:
(1.24)




Унинг модули ўзгармас соҳали кучайтиргич частотавий характеристикасининг тенгламасидир.
Резонанс вақтида (1.24) ифоданинг реактив ташкил этувчиси нолга тенг бўлади ва кучайтириш коэффициенти ўзининг энг катта қийматига эришади:


Агар системадаги контурларни бир хил (Z₁=Z₂=Z) деб
олиб, боғланиш параметри деб аталадиган





1.24-расм. Ўзгармас соҳали кучайтиргичнинг частотали характиристикаси


(1.25)


катталикни киритсак, (1.25) ифода қуйидаги содда кўринишга келади:
(1.26)
P₁P₂Z_P
Бу ифода резонанс кучайтиргичнинг (1.22) кучайтириш коэффициенти ифодаси билан солиштирсак, улар бир-биридан коэффициентга фарқ қилишини кўриш мумкин. Бу деган сўз бир хил шароитда ўзгармас соҳали кучайтиргичнинг кучайтириш коэффициенти резонанс кучайтиргичнинг кучайтириш коэффициентидан кичик бўлар экан. Контурлар орасидаги ўзаро боғланишнинг критик қийматда, яъни m=1 бўлганда, бу фарқ икки мартага етади. 1.24 -расмда ўзгармас соҳали кучайтиргич контурларининг оптимал боғланиш ҳолидаги частотавий характеристикаси кўрсатилган.
1. Масала: П606 транзистордаги бир тактли қувват кучайтиргичи, синф А режимида юклама қаршилиги R_ю=20 Ом да ишлайди (1.25 а)-расм ). Транзистор П606 ни чиқиш характеристикалари I_k(U_k) дан фойдаланиб, (1.25 б)-расм), чиқиш қуввати P_н ни ва чиқишидаги транзисторни трансформация коэффициенти n ни аниқланг. Бу коэффициент қувват бўйича кучайтириш коэффициентини таминлайди, у эса минимал ночизиқли ўзгаришларда максимал қийматга яқин бўлади, агарда E_k=12.5 В ва U_{кир. m}²=2 В бўлса.
Ечиш. Чиқиш характеристикалар тўпламида U_k=12.5 В I_б=3.5мА га тўғри келган эгри чизиқда О ишчи нуқтани танлаймиз. Шу нуқтадан юуклама чизи0ини ўтказамиз, бунда I_б=3.5мА эгри чизиқ жойлашган а нуқта ва I_б=1.5мА эгри чизиқ жойлашган в нуқта О нуқтадан бир хил масофада бўлиши керак. Юклама чизиғи ёрдамида аниқлаймиз:

Қаршилик

Чизиқдаги қувват

Трансформация коэффициенти n
2. Масала:1.25 а)-расмда ЎТК ни узатувчи характеристикаси U_чиқ(U_кир) келтирилган, ЎТК ни кириш қаршилиги R_кир=10кОм. Сигнал манбани қаршилиги
1.25 –расм.

R_т=5кОм ва кириш бўйича бекор ишлаш кучланиши U_{кир о}=1мВ бўлса, U_чиқ(Е_г) узатувчи характеристикани қуринг.

Ечиш. 1.25 –расмда келтирилган сигнал манбали ЎТК ни кириш занжири схемаси бўйича топамиз:
расм 1.25 б) –расм да керакли характеристикани чизиш учун қуйдаги аниқ ифодани ёзамиз:
ва 1.25 а) –расм даги А ва Б нуқталарга тўғри келган координаталарни топамиз.
А нуқта учун U_{кир А}=-1мВ, U_{чиқ А}=1В, Е_га=-20мВ.
Б нуқта учун U_{кир Б}=2.8мВ, U_{чиқ Б}=9В ва Е_га=3.7мВ.

1.4. Кенг соҳали кучайтиргич

Кўп радиоэлектрон қурилмаларда кенг частота спектрига эга бўлган мураккаб шаклдаги сигналлар – импульс сигналларни кучайтириш талаб этилади. Бундай сигналларнинг барча ташкил этувчиларини бир текис кучайтириш учун кучайтиргичнинг ўтказиш соҳаси бир неча герцдан то бир неча мегагерцгача етиши керак. Бундай шартни юкламаси частотага боғлиқ бўлмаган кучайтиргичлар бажаради. Сигнал спектрида юқори частотали ташкил этувчилари ҳам бўлгани учун бу кучайтиргичнинг кучайтирувчи элементи кичик миқдори эквивалент кириш ва чиқиш сиғимига эга бўлиши керак. Маълумки резисторларда тузилган кучайтиргичнинг ўтказиш соҳаси (1.24 -расм) қуйи частоталар томонидан ўтиш занжирининг вақт доимийси (τ_н=CR_н), юқори частоталардан эса юклама занжирининг вақт доимийси (τ_в=C₀R_экв) билан чегараланган бўлади. Шунга кўра, ўтказиш соҳасини қуйи чаастоталар томонига қараб кенгайтириш учун ўтиш занжирининг вақт доимийсини ё ажратувчи конденсаторнинг С сиғимини катталаштириш мумкин.

Кучайтиргичнинг частотавий ҳаректеристкасини юқори частоталар соҳасига қараб кенгайтириш учун юклама занжирининг вақт доимийсини кучайтириш керак. Бунинг учун R_экв ни ёки С_о сиғимни кучайтириш лозим. Лекин R_экв қаршиликнинг кучайиши кучайтириш коэффицентининг кичрайишига олиб келади, бу мақсадга мувофиқ эмас. С_о сиғимни чексиз кичрайтириш ҳам мумкин эмас,чунки С_м монтаж сиғими, С_кир.2 кейинги каскаднинг кириш сиғими ва бошқалардан қутилиш мумкин эмас.
Кучайтиргич ўтказиш соҳасини кенгайтиришнинг икки ҳил усули мавжуд: кўп каскадли кучайтиргич ясаш ва кучайтиргичнинг схемасига махсус занжир улаш. Бу занжирлар коррекция занжирлари деб аталади.
Кучайтиргичнинг частотавий (ёки фазавий) характеристкасини қуйи частоталар соҳасида ўзгартирадиган занжир қуйи частотавий коррекция занжири деб,юқори частоталар соҳасида ўзгартирадиган занжир эса юқори частотавий коррекция занжири деб аталади. Коррекция занжирига эга бўлган ва сигналларнинг кенг частота спектрини кучайтира оладиган кучайтиргич коррекцияланган ёки кенг соҳали кучайтиргич деб аталади. Умумий ҳолда коррекция занжирлари хилма-хил бўлиб, етарлича мураккаб тузилишга эга. Шулардан бизни энг содда параллел коррекция занжири билан танишамиз.
Кучайтиргичнинг частотавий характеристкасини қуйи частоталар соҳасида коррекциялаш учун унинг чиқиш(юклама) занжирига R_ф ва С_ф элементларининг параллел уланишидан ҳосил қилинган занжир киритилади. Бу занжир кучайтиргични умумий манба орқали содир бўладиганзарарли тескари боғланиш ҳодисасидан ва кучланиш сакрашларидан ҳимоя қилувчи филътр вазифасини ҳам бажаради.
1.26 -расмда коррекция занжири коллектор (а) ва сток (б) юкламаси билан кетма- кет уланган кучайтиргичларнинг принципиал схемалари кўрсатилган. Уларда коррекция занжири ўрта ва юқори частоталарда кучайтириш коэффицентига таъсир этмаслиги учун

1.26-расм. а) биполяр, б) униполяр транзисторларда

йиғилган паст частотали коррекция занжирига эга бўлган
кучайтиргичнинг принципиал схемаси.
(1.27 а)

тенгсизлик ўринли бўлиши, яъни С_ф конденсатор R_ф резисторни тўла шунтлаши керак.

Частота камайиши билан С_ф конденсаторнинг сиғим қаршилиги ортади ва кучайтиргичнинг юкламасини ҳам ортади. Натижада кучайтириш ортганда, С коррекция ажратувчи конденсатор таъсирида кучайтириш коэффициентининг камайиши бартараф қилина бошлайди. Бу вақтда
(1.27 б)
Тенгсизлик бажарилса, кучайтиргични юкламаси мос равишда R_к+ R_ф ва R_с+ R_ф қийматига эришади. Шунинг учун етарлича катта қийматга ошириш яъни, ўтказиш соҳасини етарлича кичик частота соҳаси томон кенгайтириш мумкин.
Демак, (5.1 а) ва (5.1 б) тенгсизликлар паст частотавий коррекция занжирининг элементларини танлаш шартидир.
Кучайтиргичнинг соддалаштириш схемаси ёрдамида унинг асосий катталикларини аниқлайлик. Агар биполяр транзистордаги ички тескари боғланиш ҳисобга олинмаса , 1.26 а) -расмда кўрсатилган кучайтиргичларнинг қуйи частота соҳаси учун эквивалент схемалари бир-бирига ўхшаш бўлади. (1.26 а) ва 1.26 б) -расмлар), чунки У₂₁=S ва R₂₂=R_i тенг. Шунинг учун коррекцияланишнннг моҳиятини аниқлашда улардан биттасини текшириш етарлидир. Биз униполяр транзисторли кучайтиргични олайлик. Унинг эквивалент схемаси 1.27 -расмда кўрсатилган. Унда R_H>> R_с+ R_ф бўлгани учун унинг шунтлаш таъсири ҳисобга олинмайди.

1.27-расм. Паст частотавий коррекция занжирига эга бўлган

кучайтиргичнинг эквивалент схемаси.

Шунинг учун кучайтиргичнинг тўлиқ юклама қаршилиги

Z_с=R_c+ (1.28)
бўлиб, ундаги кучланиш қуйидагича ифодаланади :


(1.29)
Бу кучланиш ўтиш занжири орқали кучайтиргичнинг чиқишига узатилади.
(1.30)
Частота кичрайиши билан (ω-о) ажратувчи конденсаторнинг қаршилиги орта бошлайди. Бу чиқиш кучланишининг камайишига олиб келади. Аммо бу вақтда (1.30) ифоданинг модули ортади, чунки С_ф сиғимнинг шунтлаш таъсири сусаяди. Натижада U_mc нинг ортиши чиқиш кучланишини олдин айтилган камайишининг коррекциялайди.

(1.30 ) ифодадан кучайтириш коэффицентини аниқласак,

(1.31)
бўлади. Унинг модули қуйи частоталар соҳаси учун кучайтиргичнинг частотавий характеристикасини ифодалайди ва нормаллаштирилган ифодаси қуйидагича бўлади.


( 1.32)

Бунда К_о=SR_c –ўрта частоталар учун кучайтириш коэффиценти.

Ω_н=ωR_нС-нормаллаштирилган қуйи частота.
τ_с=С_фR_c-сток занжирининг вақт доимийси
τ_н=CR_н-ўтиш занжирининг вақт доимийси


(1.32) ифоданинг биринчи илдиз ости ифодаси сток занжирининг частотавий характеристикасини ифодаласа, иккинчи илдиз ости ифодаси ўтиш занжирининг частотавий характеристикаси бўлади.
1.28-расм. а) ток ва б) ўтиш занжирларнинг частотавий характеристика

Уларнинг графиклари 1.28 -расмда кўрсатилган.

Сток занжирининг частотавий характеристикасидаги кўтарилиш нуқтаси (1.28 а)-расм) унинг вақт доимийси τ_с га боғлиқ τ_с нинг ортиши билан характеристиканинг кўтарилиш нуқтаси (Ω_но) қуйи частоталар томон сурилади.Ўтиш занжирининг частотавий характеристикасидаги пасайиш нуқтаси (1.28 б) -расм) эса унинг вақт доимийси τ_н га боғлиқ . τ_н ортса, у ҳам қуйи частоталар томон сурилади. Натижавий частотавий характеристиканинг қандай бўлиши m ва q коррекция параметрларининг катталигига боғлиқ бўлади.
1.29-расм. Қуйи частоталар соҳаси учун натижавий частотавий характеристика
Хусусий ҳоллар билан танишайлик.
1-ҳол: τ_с= τ_{н ,} яъни m=1 ва q=0
Бу ҳолда натижаловчи нормалллаштирилган частотавий характеристика М=1 бўлади. Демак, частотавий характеристиканинг ўрта ва қуйи частоталаридаги қиймати бир хил (1.28 а) -расм), яъни сигналнинг қуйи ва ўртача частотали ташлил этувчилари бирдай кучайтирилади. Бошқача қилиб айтганда, ўтиш занжири чиқиш кучланишини қанча камайтирса, коррекция занжири уни шунча миқдорда орттиради.
2-ҳол: τ_с <<τ_н,яъни m<1 ва q=const
Бу ҳолда коррекция занжири частотавий характеристикани ажратувчи конденсатор таъсирида етарлича пасайиб улгурмасдан кўтарила бошлайди. Шунинг учун натижавий частотавий характеристикада дўнглик ҳосил бўлади (5.4 б-расм ).

3-ҳол: τ_c>τ_н, яъни m>1 ва q=const

Бу ҳолда коррекция занжири частотавий характеристикани етарлича пасайиб улгурганидан сўнг кўтарила бошлайди. Шунинг учун натижавий частотавий характеристика силлиқ (дўнгсизлик) чизиқни ташкил этади (5.4 в-расм ).
Ҳусусий ҳоллар шуни кўрсатадики, коррекциялаш 1-ҳолда энг яхши бўлар экан. Лекин уни амалга ошириш мумкин эмас,чунки q=0 .яъни R_ф резисторнинг қаршилиги чексиз катта миқдордир. Бинобарин, 100 фоизли коррекциялашга эришиш мумкин эмас.
Амалда m≡1.9-етарлича кичик бўлишга интилади. Бунинг учун R_ф резисторнинг қаршилиги етарлича катта миқдорда танланади. Унинг қиймати сток кучланишининг минимал қийматига боғлиқ бўлади.
Кучайтиргич частотавий характеристакасининг юқори частотавий соҳасини коррекциялаш учун унинг юклама резистори билан кетма-кет қилиб кичик индуктивлиги £ ғалтак уланади. Бу усул кенг тарқалган бўлиб, содда ёки параллел коррекция деб аталади. Бунда индуктивлик ғалтагининг қаршилиги ўрта частоталар соҳасида частотавий характеристикасига таьсир этмаслиги керак, яъни